电源装置的发展的新趋势是小型化和轻量化。为了减小电源装置的体积和重量，提高开关频率是最可行的方法。然而，随开关频率的提高，开关器件的开关损耗也慢慢变得大，带来了效率降低和发热严重等问题。本文介绍一种新型的无损耗缓冲电路，使开关管工作在软开关状态，能够极大地降低开关损耗，较好地解决了效率降低和发热严重等问题。

  双管正激式变换器具有电路结构相对比较简单、输入与输出电压隔离、开关管电压应力较小等优点，因而大范围的应用于大容量的电源装置中。然而，传统的双管正激式变换器的开关管是硬开关，在关断时会出现很大的浪涌电压，使得开关管上的电压上升率dv/dt很大，因而加大了开关管的开关损耗，并产生很大的电磁干扰(emi)。一般的方法是在变换器上加一个rc或rcd缓冲器，以吸收变压器漏感所储存的能量，从而抑制浪涌电压、降低dv/dt。但是，加了这些缓冲器的变换器，因为其所吸收的能量最终被消耗在缓冲器自身的电阻上，开关频率越高，缓冲器所消耗的能量就越大，变换器的效率就越低。

  新型的无损耗缓冲电路的拓扑结构如图1。由mosfet管q1、q2(cs1、cs2为其结电容)，变压器t1，二极管vd3、vd4组成了一个传统的双管正激式变换器；由箝位电容c1、c2，电感lc，二极管vd1、vd2组成无损耗缓冲电路。q1、q2采用pwm方式工作。无损耗缓冲电路的主要波形如图2。下面对其工作原理进行分析。

  由于q1、q2开关时间很短，lo的取值很大，所以近似认为负载电流io在开关时保持不变。假设电路的初始状态为：开关管q1、q2上的电压为uin/2，箝位电容c1、c2上的电压为0。

  t0时刻，开关管q1、q2开通，箝位电容c1、c2通过开关管q1、q2和箝位二极管vdc与箝位电感lc谐振工作，其等效电路如图3(a)。负载电流io由vd6转移到vd5上，励磁电流im保持im不变。

  在此开关模态中，二极管vd6关断，负载电流i0完全转移到vd5上，其等效电路如图3(b)。励磁电流im从-im开始线上的电压达到uin，箝位电感lc上的电流下降为0，箝位二极管vdc自然关断，开关模态2结束。

  在此开关模态中，箝位网络停止工作，变换器为正常的pwm工作状态，其等效电路如图3(c)。

  在t3时刻，q1、q2关断，整流管vd5继续导通，等效电路如图3(d)。此时折算到原边的负载电流io/k与励磁电流im给两个结电容cs1、cs2充电，同时箝位电容c1、c2通过二极管vd1、vd2放电。

  在t4时刻，续流二极管vd6导通，励磁电流im保持+im不变。变压器漏感lk与结电容cs1、cs2和箝位电容c1、c2谐振工作，等效电路如图3(e)。在这段时间里，漏感上所储存的能量全部转移到结电容和箝位电容上，并最终返回到电源uin中，做到了线］

  在此开关模态中，励磁电感lm与结电容cs1、cs2和箝位电容c1、c2谐振工作，励磁电流从+im开始下降，结电容cs1、cs2上的电压进一步上升，当其达到uin时，箝位电容c1、c2上的电压为0，二极管vd1、vd2自然关断，二极管vd3、vd4导通，等效电路如图3(f)。

  在此开关模态中，由于二极管vd3、vd4导通，结电容cs1、cs2上的电压被箝位于uin，等效电路如图3(g)。此时变压器原边电压被箝位于反向uin，励磁电流im线性下降。当励磁电流im下降到0时，变压器的磁芯被复位。

  在此开关模态中，励磁电感lm与结电容cs1、cs2谐振工作，等效电路如图3(h)。励磁电流im负向增长，结电容cs1、cs2上的电压由uin下降。当其电压下降到uin/2时，励磁电流im达到负向的最大值-im，开关模态8结束。

  在此开关模态中，结电容cs1、cs2上的电压有进一步下降的趋势，那么变压器原边电压将会为正，同样副边电压也变为正，使整流二极管vd5导通，等效电路如图3(i)。变压器的励磁电流im保持-im不变。在t9时刻，开关管q1、q2开通，开始下一开关周期。

  当开关管工作在pwm方式时，就会产生开关损耗。因为开关管关断时，开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间；同时它的电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生损耗。开关损耗包括开通损耗和关断损耗，本文只讨论关断损耗。

  传统的双管正激式变换器，其开关管是工作在硬开关方式，产生的开关损耗很大。因为硬开关在关断时，电压上升的时间dt1主要根据开关管的结电容。

  加了rc或rcd缓冲器的变换器以及具有无损耗缓冲电路的变换器中，电压上升的时间dt2就会受到箝位电容(c1=c2)的影响。

  加了rc或rcd缓冲器的变换器虽然能有效的降低dv/dt，以此来降低开关损耗，但其箝位电容所吸收的能量最终被消耗在缓冲器自身的电阻上，降低变换器的效率。

  具有无损耗缓冲电路的变换器，其箝位电容所吸收的能量最终被返回到电源系统中，缓冲器本身并没有消耗能量。从能量转换的过程来看：

  在t4时刻，变压器的漏感能量最大，为1/2lk(io/k)2。开关模态5中，漏感能量全部转移至结电容和箝位电容中，其中转移到结电容上的能量为：

  具有无损耗缓冲电路的变换器与传统的双管正激式变换器及加了rc或 rcd的双管正激式变换器相比，总损耗明显减小，效率显著提高。

  (2)开关管关断时，开关管上没再次出现大的浪涌电压，usc2被有效地箝位于uin，因而开关管上的电压应力较小。实验中选用的是电压等级为500v的mosfet。由于mosfet的电压等级越小，其通态电阻越小，这样就有效地降低了开关管的通态损耗。

  (3)在关断的暂态过程中，电压usc2有一个小的振荡过程，是因为整流二极管vd5反向恢复而产生的。文献［4］对此进行了详细的分析，本文不作讨论。

  经实验验证，这种无损耗缓冲的双管正激式变换器能有效地降低开关管的开关损耗，并能将变压器漏感所储存的能量全部返回到输入电源中，并且该电路能使变压器的励磁电流反向，从而大大的提高了变压器磁芯的利用率，有利于提高效率，减少相关成本。该电路适用于大功率开关电源的dc-dc变换部分。