双有源桥变换器全工作域建模与优化控制pdf

  渗透率的可再次生产的能源、高比例的电力电子设备、快速地增长的直流负荷在电网中的发

  展，直流配电网成为构建新型电力系统的关键推动力。作为储能系统的核心单元，

  隔离型直流变换器将是不可或缺的能量变换装置。为此，本文以双有源桥(DualActive

  Bridge,DAB)DC-DC变换器为研究对象，从调制策略、分析模型以及动态性能优化

  出电压的比值与高频变压器的变比不匹配时会产生较大的回流功率，同时会增大电

  合考虑功率的传输特性、电压匹配比以及优化指标之间的耦合关系，基于双重移相

  （DualPhaseShift,DPS）调制策略研究不同优化指标的最优工作模式。根据给定的

  约束条件，计及传输功率的上下限值，通过分段优化的方法，得到不同工作模式下

  的优化路径，进而获得全功率范围内每个功率区的最优移相角。在此基础上，提出

  一种基于DPS调制的全功率范围内保证全部开关管实现ZVS的最小回流功率优化策

  基于DAB变换器的电路结构和调制方式，忽略高频变压器漏感电流的动态特性，

  构建了降阶的平均电路模型。研究分析了降阶平均电路模型的简化依据和简化方法，

  建立了DAB变换器的降阶大信号模型和降阶小信号模型，并验证其模型的精确性。

  兼顾模型的通用性和复杂度，针对控制变量与反馈之间的非线性关系，基于直接功

  率控制的闭环输出电压操控方法，优化了DAB变换器的鲁棒动态性能，保证DAB

  变换器在整个传输功率范围内具有高的带宽，同时减少了控制变量。此外，结合多

  目标优化的全局调制策略，以传输功率的标幺值为中间控制变量，实现了DAB变换

  我国可持续发展的内在要求，2020年9月22日，习在第75届联合国大

  会上首次提出了我国“双碳”目标，即二氧化碳排放力争于2030年前达到峰值，努

  力争取2060年前实现碳中和。2021年3月15日，习在中央财经委员

  会第九次会议上对能源电力发展作出了系统阐述，首次提出构建新型电力系统。“碳

  达峰、碳中和”目标引领下的新型电力系统路径日益清晰，构建以新能源为主体的

  智能电网技术，实现能源的高效利用和可持续发展，具有更高的能源利用效率、可

  本组成部分，其系统内分布式电源和多元化负荷的大量接入，使得直流配电系统的

  电力电子化程度非常明显升高，不确定性骤增，系统内潮流双向形态和特征更加凸显。

  速的调节能力对于平抑新能源的短时波动，提高较长时段的系统能量平衡能力，稳

  其中，储能装置的核心单元是能量可双向传输的DC-DC变换器。目前，双有源桥

  的应用前景[12-15]。在直流配电网运行模式下，各种储能装置的接入，DAB变换器需

  要工作在宽的电压范围。然而，当DAB变换器输入电压和输出电压的比值与高频变

  压器的变比不匹配时，会增加变换器的功率损耗，降低系统的功率因数和传输效率，

  全工作域轻载和重载效率相差较大。此外，基于多调制自由度的效率优化方法中，

  通过增加移相角提高其控制灵活性，然而移相角之间有耦合关系，使模型更加复

  文围绕双有源桥变换器的高效率调制技术、模型构建以及动态性能提升等方面开展

  研究工作，对深入分析中低压直流配电网提升自主调节能力，提升系统稳定运行具

  移相调制是DAB变换器最典型的控制方式，传统的单移相(SinglePhaseShift,

  SPS)调制通过对DAB变换器原边H桥和副边H桥输出方波电压之间的移相角进行

  调节以实现功率的双向传输，其控制方式简单，易于实现[17-18]。然而，当DAB变换

  器的电压调节比不为1时，即当DAB变换器实际的输入电压和输出电压的比值与高

  频变压器的变比不匹配时，会产生较大的回流功率，同时会使电感电流增长加快，

  增大开关管的电流应力[19-21]。此外，开关管的ZVS范围会变窄，导致DAB变换器

  文献通过增加变换器原副边全桥的内移相角，进一步提出了扩展移相(ExtendedPhase

  优化目标，以此来降低DAB变换器的导通损耗[23-31]；另一种是实现开关管的ZVS和

  传输特性也有所差异。文献[23]提出一种基于最小回流功率的EPS调制策略，采用

  分段优化的方法得到不同传输功率下的最优移相角。文献[24]基于EPS调制方式，

  采用Karush-Kuhn-Tucker函数推导了最小回流功率约束条件下的最优移相角，提高

  了DAB变换器的传输效率。文献[25]从零回流功率的角度研究DAB变换器的优化

  调制策略，旨在改善变换器的传输效率。进一步，文献[26]通过重新定义EPS调制

  的内外移相角，提出一种新的EPS调制策略，降低了控制复杂度。然而，在能量双

  向传输的场合，当切换传输功率方向时，EPS调制的工作状态会发生明显的变化，影响系

  统的动态性能。文献[27]首次提出了DPS调制并定义了回流功率的概念，对比分析

  了SPS调制和DPS调制的差异性。文献[28]通过改变DPS调制的内移相角，以减少

  DAB变换器原边侧电压和电感电流极性相反的作用时间来抑制回流功率，但仅对中

  小功率段进行了研究。文献[29]分析了DAB变换器的电流应力特性，基于DPS调制

  提出了一种全局电流应力优化策略，提高了变换器全功率范围的运行效率。同样地，

  文献[30]给出一种优化电流应力的DPS调制方式，通过对内外移相角重新约束，将

  调制系数设为0来减小电流应力。然而，重新约束内外移相角后会减小传输功率的

  单一。为此，文献[31]基于DPS调制对比研究了优化回流功率和优化电流应力对DAB

  变换器整体效率的影响。进一步，文献[32]针对DAB变换器存在的电流应力和回流

  功率问题，基于权重优化函数提出了一个多目标优化方法，抑制电流应力的同时也

  减小了回流功率。文献[33]对DAB变换器的功率损耗进行了分解，最重要的包含开关损

  耗、导通损耗和铁芯损耗。具体来说，开关损耗是轻载条件下总损耗的主要贡献者。

  文献[34]结合开关管的ZVS特性，给出了满足DAB变换器实现ZVS和最小回流功

  率的电感电流表达式，但这种方法需要精确的ZVS条件，不具有普适性。文献[35-36]

  分别基于EPS、DPS和TPS调制分析了DAB变换器的传输功率范围、电流应力和

  ZVS特性，提升变换器在电压不匹配条件下的效率。随着调制自由度的增加，系统

  的控制灵活性也增强，为此文献[37-38]研究了TPS调制，通过增加调制自由度扩大

  传输功率的调节范围。然而，TPS调制具有3个控制自由度，相应的工作模式也会

  围较EPS调制更广，具有广泛的应用前景。同时，DPS调制在输出功率调节的灵活

  性、回流功率的减小、电流应力的减小、工作效率的提升等方面优势显著。然而，

  DPS调制具有4种工作模式，每种工作模式下DAB变换器所反映出来的回流功率和

  电流应力特性存在一定的差异。此外，基于DPS调制的多优化目标效率优化方法，传输功

  率与最小回流功率、最小电流应力和ZVS之间有着耦合关系，在全功率范围内

  在DAB变换器的应用场景中，其通常工作于受控电压源模式[41-42]。作为一个衡

  量DAB变换器性能的关键指标，快速的动态响应能够更好的降低输出电压的波动，同时也

  可以减小直流侧输出电容的设计尺寸。因此，输出电压控制的快速调节和鲁棒动态

  响应是DAB变换器的基础要求。作为动态分析的先决条件，建立精确的动态模型是

  对DAB变换器进行闭环控制器设计和优化的基础。在动态建模方面，状态空间平均

  （StateSpaceAveraging,SSA）模型是目前应用最为广泛的数学建模方法。然而，由

  于DAB变换器的非线性特性及电感电流是一个纯交流量，不足以满足传统动态建模

  方法的小纹波假设条件。针对传统动态建模方法的局限性，文献[44-45]以傅里叶

  模型对DAB变换器进行建模。然而，采用广义状态空间平均法所建立的GSSA模型

  仅仅考虑了基波和指定的谐波项，降低了所建立模型的精度。事实上，保留较高次

  谐波对时域状态变量进行等效近似虽然提高了模型的精度，但这也使得模型的阶数

  入电流和输出电流的平均值来描述电路的特性，这被称为降阶模型[46-50]。文献[46]

  给出了DAB变换器的降阶平均模型并推导了小信号模型，利用该模型对变换器进行

  了动态表征。文献[47]建立了DAB变换器的降阶模型，对单输入单输出以及多输入

  多输出系统来进行了控制器设计和稳定能力分析。进一步，文献[48]讨论了扩展移相调制

  和双重移相调制的DAB变换器降阶模型，采用降阶建模方法讨论了变换器的传递函

  数并实现闭环控制。文献[49]基于三重移相调制方式对广义状态空间平均模型和降阶

  模型进行了对比。上述研究文献基于降阶模型可直接分析控制特性，并显著简化了

  控制器参数的整定。然而，相较于单移相调制方式，扩展移相调制、双重移相调制

  和三重移相调制有多种工作模式，针对不同的工作模式，根据传输功率的标幺值所

  为了提高DAB变换器的动态性能，文献[51]提出了一种基于移相反馈和前馈控

  制的混合控制器，改善了传统PI控制器参数选择困难的问题。文献[52]使用谐波建

  模策略建立DAB变换器的线性化动态模型，利用该模型提出一种前馈补偿策略，显

  著优化了DAB变换器对输出负载变化的动态响应。文献[53]则通过负载电流前馈的

  控制方式增强系统对负载突变的动态响应能力。进一步，文献[54]对负载电流前馈控

  制进行了详细的推导，并分析了DAB变换器输出阻抗及回路增益特性，验证了前馈

  控制具有较高的动态响应。针对直流侧二倍网侧频率的电压波动，文献[55]提出了一

  种基于输入电压前馈的操控方法，对传统PI电压闭环控制进行了优化，提升了系统

  稳定性。在输入电压含有脉动情况下，文献[56]基于直接功率操控方法有效抑制了输

  出电压的波动。文献[57]研究了DAB变换器在启动、负载阶跃变化、空载、输入电

  压波动和输出电压参考值阶跃变化时系统的性能，提出了一种基于单移相调制的虚

  拟直接功率控制方案，为DAB变换器实现输出电压快速的动态响应设计提供了思路。

  快的动态控制性能。为此，文献[58]研究了DAB变换器在整个传输功率范围内的控

  制性能，指出：传统的控制策略以移相角作为控制变量，其截止频率随着传输功率

  的变化而变化，系统的快速响应性能变差，全工作域没办法保证高的带宽。故为实现

  输出电压的快速调节等高动态性能，基于具有强耦合关系的移相角控制变量不利于

  控制器设计。文献[59]考虑了DAB变换器在整个传输功率范围内的带宽，提出一种

  改进的基于模型的移相控制，无需实时调整控制器的增益，提高了DAB变换器在全

  工作范围内的动态性能，具有一定的优越性。在大多数情况下，为分析回流功率、

  电流应力和零电压开关等特性，对DAB变换器进行了不同调制方法的建模。此外，

  这些模型以移相比为控制变量，在采用基于移相比的模型时，需要针对不一样的调制

  方法推导出不同的模型。文献[60]建立了三重移相调制的最小电感电流有效值模型，

  并依据直接功率控制算法对DAB变换器的动态性能进行了分析。文献[61-62]分别对

  DAB变换器的回流功率和电流应力进行了详细分析，提出了基于混合控制的优化策

  略，从而不仅减小了的损耗，同时还提高了DAB变换器的动态特性。然而，DAB

  变换器效率优化策略中的移相比会与传输功率产生耦合现象，仅通过PI控制器调整

  主要集中在传统的单移相调制方式，没考虑所建立模型的通用性，也没有明显消

  除多个移相角与输出电压闭环操控方法之间的解耦问题。因此，DAB变换器的动态

  的关键设备双有源桥变换器，概述了双有源桥变换器的效率优化和动态响应提升的

  两种调制方式的传输功率、回流功率、电流应力、软开关等特性进行了详细分析。

  应力和全部开关管实现ZVS的功率范围，提出了一种宽电压工作范围下保证所有功

  方法的局限性。进而，结合第三章关于双有源桥变换器的效率优化调制策略，提出

  了一种基于直接功率控制的双有源桥变换器动态性能优化策略，实现了双有源桥变

  的工作原理，包括传统的单移相调制方式和双移相调制方式，在此基础上对两种调

  制方式的工作模态进行了详细分析，推导了各个工作模态下开关管的开关状态以及

  电感电压和电感电流表达式。此外，着重分析了DAB变换器的工作特性，包括传输

  波电容、一个电感和一个高频变压器。图中：S-S为H桥1的功率开关管，Q-Q

  为H桥2的功率开关管，对于同一桥臂的任意两个开关管，它们的驱动占空比信号

  是互补的；高频变压器T的匝数比为n:1；电感L为高频变压器T的漏电感和辅助电

  感的总和；C和C分别为输入侧和输出侧的滤波电容；u和u分别为DAB变换器

  的稳态输入电压和输出电压；uh1和uh2分别为H桥1和H桥2的输出电压，其中uh1

  对于图2-1所示的DAB变换器拓扑结构，将高频变压器二次侧电压归算到一次

  侧，具有移相调制方式的DAB变换器等效电路模型如图2-2所示。其中：L为高频

  变压器漏电感和辅助电感的总和；uh1和uh2是幅值为u1和u2的方波电压；uL和iL分

  以及H桥1和H桥2之间的外移相角实现DAB变换器功率的双向传输和输出电压

  根据DAB变换器的输入电压u1和输出电压u2以及高频变压器的匝数比n，定义

  电压调节比k=u/(nu)，当k=1即u=nu时，DAB变换器工作于电压匹配模式；当k≠1

  即u≠nu时，DAB变换器工作于电压不匹配模式，其中，当k1即unu时，DAB

  变换器工作于Buck模式；当k1即unu时，DAB变换器工作于Boost模式。

  器可以在以下4种不同的场景下工作，每个工作场景所对应的工作状态和运行条件

  其中，功率正向传输/Buck模式等效于功率反向传输/Boost模式，功率正向传输

  /Boost模式等效于功率反向传输/Buck模式。因此，本文将场景2~4转换为场景1

  以简化分析，以DAB变换器工作在功率正向传输/Buck模式下即p0，k≥1为例进行

  传统单移相调制即SPS调制是DAB变换器最典型的调制方式。在SPS调制下，

  传输功率的幅值和方向取决于uh1和uh2之间的移相比d，即SPS调制的本质在于控

  制uh1和uh2之间的移相比d。当移相比d为正时，功率从一次侧流向二次侧；当移

  相比d为负时，功率从二次侧流向一次侧。能够准确的通过变换器两边能量的需求关系来

  控制功率的传输方向，本文以功率由u1侧传输到u2侧为例做多元化的分析，即d0的情形，

  其时序图如图2-3所示。图中：d为移相占空比，即uh1和uh2之间的移相角与之间

  根据图2-3中的时序图，在传统SPS调制方式下，DAB变换器的8个功率开关

  管S-S和Q-Q的门极驱动信号以固定的开关频率工作，其占空比为50%。同时，

  H桥1和H桥2中的同一桥臂上下功率开关管的门极驱动信号工作于互补模式，同

  事实上，根据上述分析，结合SPS控制的时序图不难发现，DAB变换器工作于

  稳定状态时其电感电压uL和电感电流iL的工作波形在一个开关周期内是对称的。因

  此，本文只对前半个周期进行模态分析，后半个周期的工作方式与之类似，在此不

  DAB变换器在双重移相控制即DPS控制下的典型工作波形如图2-5所示。图中：

  T为半个开关周期，T=1/(2f)，f为开关频率；d为S与S或Q与Q的移相比，

  即S与S或Q与Q的移相角与π的比值，0≤d≤1；d为S与Q的移相比，即S

  与Q的移相角与π的比值，0≤d≤1。此外，移相比d和d对H桥1、H桥2的输出

  由图2-5可知，DPS控制包含两个控制自由度，根据d1与d2之间的约束关系，

  根据图2-6，在双重移相调制下，DAB变换器在一个开关周期内共有11种不同

  在t时刻前，原边桥侧S、S导通，副边桥侧Q、Q导通，原边桥侧电压为-u，

  副边桥侧电压为-nu，电感电压为-u+nu，电感电流i为负，电路的开关模态图如图

  压为0，副边桥侧电压为-nu，电感电压为nu，电感电流i为负，电路的开关模态

  压为u，副边桥侧电压为-nu，电感电压为u+nu，电感电流i为负，电路的开关模

  压为u，副边桥侧电压为-nu，电感电压为u+nu，电感电流i为正，电路的开关模

  压为u，副边桥侧电压为0，电感电压为u，电感电流i为正，电路的开关模态图

  压为u，副边桥侧电压为nu，电感电压为u-nu，电感电流i为正，电路的开关模

  压为0，副边桥侧电压为nu，电感电压为-nu，电感电流i为正，电路的开关模态

  压为-u，副边桥侧电压为nu，电感电压为-u-nu，电感电流i为正，电路的开关模

  压为-u，副边桥侧电压为nu，电感电压为-u-nu，电感电流i为负，电路的开关模

  压为-u，副边桥侧电压为0，电感电压为-u，电感电流i为负，电路的开关模态图

  压为-u，副边桥侧电压为-nu，电感电压为-u+nu，电感电流i为负，电路的开关

  根据上述分析，在一个开关周期内，DPS调制下工作模式2的电感电流iL表达

  赘述。表2-4给出了DAB变换器在DPS调制下4种工作模式各个时刻的电感电流瞬

  根据表2-4可知，DAB变换器在不同工作模式下其传输功率也有所差异。对于

  结合式(2.14)和式(2.15)，可得标幺化的传输功率表达式见式(2.16)。

  进一步，根据式(2.16)给出的传输功率标幺值，DPS调制方式下4种工作模式的

  根据图2-18中的三维功率分布图，结合式(2.16)，以传输功率p和外移相比d2

  对于SPS控制，从图2-3中可以推导出DAB变换器的传输功率p，表达式见式

  从图2-20中能够准确的看出，随着移相比d的增加，传输功率先增大后减小，在d=0.5

  根据图2-5，在一个开关周期内，由电感电流对称性分析可知，在DPS调制方

  式下DAB变换器的传输功率由两部分组成，分别为正向传输功率和反向传输功率，

  即区域A的面积和区域B的面积。两个区域的面积之和为半个开关周期Ths的传输

  功率p；对区域B而言，高频变压器一次侧电压uh1与电感电流极性相反，表明在此

  区域电感中储存的能量回流到一次侧，DAB变换器的传输功率为负，将此部分传输

  磁性元件的损耗，降低变换器效率，因此回流功率是影响变换器性能的一个重要物

  根据图2-5(a)，在t~t时间段内，原边侧H桥输出方波电压u为零，原边侧电

  源不参与电能交换；在t~t’时间段内，变换器原边侧电压u与电感电流极性相反，

  同样地，以SPS调制方式下传输功率的最大值为基准值，见表达式(2.20)。

  事实上，DAB变换器在DPS调制方式下有4种工作模式，根据式(2.19)和式

  根据式(2.16)和式(2.21)，DAB变换器的传输功率和回流功率与其工作模式有关，

  不同的工作模式对应于不同的传输功率和回流功率表达式。同时，回流功率与电压

  式中，k为电压调节比，k=u/(nu)。根据k值的不同，变换器处于不同得工作状态。

  由图2-21可知，在SPS控制下，电压调节比k一定时，回流功率随传输功率的

  增加而增加；传输功率一定时，回流功率随电压调节比的增加而增加。此外，由于

  DAB变换器在SPS调制下传输功率关于d=0.5对称，在d0.5和d0.5的范围内回

  SPS调制方式只有单一的控制参数，即H桥间移相占空比，传输功率与回流功率互

  DAB变换器功能上是一个有效可靠的电压源，其在稳态工作时电感电流iL的峰

  结合图2-5(a)和表2-4可知，模式1~模式4的最大电感电流出现在t4时刻，得到

  对于SPS调制，根据图2-3，DAB变换器的最大电感电流出现在t2时刻，电流

  将式(2.18)带入式(2.29)中，得到SPS调制下标幺化电流应力与传输功率和电压

  根据式(2.30)，绘制出标幺化电流应力与传输功率和电压调节比之间的三维关系

  图如图2-22(a)所示。图2-22(b)为不同电压调节比下以标幺化电流应力与传输功率为

  由图2-22可知，在SPS调制下，电压调节比k一定时，电流应力随传输功率的

  （1）t时刻前，S、S处于导通状态，S、S处于关断状态，电流流经S→L→S，

  （2）t0时刻，桥臂换流，S1驱动信号为1，S2驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为负。电感电流为S2的寄生结电容充电，与此同时S1的寄生结电容放

  电，直到u=U，u=0，电感电流流经S的体二极管续流。电路的开关模态图如图

  （3）t1时刻，桥臂换流，S4驱动信号为1，S3驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为负。电感电流为S3的寄生结电容充电，与此同时S4的寄生结电容放

  电，直到u=u，u=0，电感电流流经S的体二极管续流。电路的开关模态图如图

  （4）t2时刻，桥臂换流，Q1驱动信号为1，Q2驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为正。电感电流为Q2的寄生结电容充电，与此同时Q1的寄生结电容

  放电，直到u=u，u=0，电感电流流经Q的体二极管续流。电路的开关模态图如

  （5）t3时刻，桥臂换流，Q4驱动信号为1，Q3驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为正。电感电流为Q3的寄生结电容充电，与此同时Q4的寄生结电容

  放电，直到u=u，u=0，电感电流流经Q的体二极管续流。电路的开关模态图如

  （6）t4时刻，桥臂换流，S2驱动信号为1，S1驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为正。电感电流为S1的寄生结电容充电，与此同时S2的寄生结电容放

  电，直到u=u，u=0，电感电流流经S的体二极管续流。电路的开关模态图如图

  （7）t5时刻，桥臂换流，S3驱动信号为1，S4驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为正。电感电流为S4的寄生结电容充电，与此同时S3的寄生结电容放

  电，直到u=u，u=0，电感电流流经S的体二极管续流。电路的开关模态图如图

  （8）t6时刻，桥臂换流，Q1驱动信号为1，Q2驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为负。电感电流为Q2的寄生结电容充电，与此同时Q1的寄生结电容

  放电，直到u=u，u=0，电感电流流经Q的体二极管续流。电路的开关模态图如

  （9）t7时刻，桥臂换流，Q3驱动信号为1，Q4驱动信号为0，此时电感电流不

  能突变，依然为负。电感电流为Q4的寄生结电容充电，与此同时Q3的寄生结电容

  放电，直到u=u，u=0，电感电流流经Q的体二极管续流。电路的开关模态图如

  （10）t8时刻，桥臂换流，与t0时刻类似。电路的开关模态图如图2-24(j)所示。

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