G0752_480瓦双管正激项目记录

  输入交流部分：在L/N线上都加了保险，经过保险后首先是两个串联的压敏电阻，并且中间用GTO接到PE。在打差摸时，两个串联的压敏起作用，在打共模时GTO和压敏电阻串联起作用。

  输入首先是X电容和Y电容，以及第一级共模电感，然后接X电容Y电容后在接一级共模电感。在整流桥前面没有加X电容。采用12V的继电器和一个较大直径的NTC电阻作为输入电流的限制。

  经过整流桥后，是传统的平均电流模式的CCM PFC电路。但是有必要注意一下的是在这里加了RC吸收。考虑使用碳化硅的二极管，在PFC的管子上的电压应力应该问题不大，而且限于体积的限制，这里加RC可能会比较难以实现。

  考虑20ms的保持时间，在400 320的电压下降时间内大约能保持20ms。另外PFC的管子应该使用TO247封装，较大电流和低内阻的管子。考虑对该管子的驱动，使用SOT89封装的两个三极管做图腾柱。另外该管子工作在硬开关状态，留意选择低输出电容的管子。

  考虑雷击的原因，对交流输入电压的采用。放置所有EMI和浪涌抑制元件的后面。通过运算放大器和TL431的基准来实现过压和欠压保护。只有当运算放大器输出为高时，推动Q3导通。才将继电器导通，同时光耦导通传递信号到次级。将INPUT_OK信号提到高电平，送到CPU。根据程序设计，可以将该信号作为开启主功率的先置条件。

  两个接地的电阻，用于减少继电器的损耗，因为是15V的电压驱动继电器，损耗会大一些。

  在驱动变压器的副边的倍流整流的电容上，会产生一些尖峰。为了抑制这些尖峰，可以在升压电容上并联一个电阻。对隔离驱动的栅极信号有较大的帮助。

  正激的启动电压要在高于300V以上，这样做才能够使得占空比不会高于0.5，而且启动的应力也会较小。针对正激启动，特别设置了一个为软启动缓慢放电的电路，知道VCCB辅助电源正常工作后，软启动才会结束，否则一致软启动，经可能的减弱启动的应力。

  因为这款IC有短路/过流锁机功能，为了能成功的重启/复位。因为要使IC的VCC使用辅助绕组，通过辅助绕组的VCC在短路后的变化，使得IC可以在一定程度上完成短路重启的功能。该IC的供电电路和G0727一致：

  在使用对整流桥前面的L/N线用二极管检测电压，然后用电阻分压后实现过压和欠压控制。之前是使用两个二极管检测L线，但改正为N/L都一起进行检测。

  VCCB:反激待机的一个绕组产生，而且采用了LM7815稳定电压，为板上原边的所有需要15V电压的电路和元件提供待机工作电压。比如：PFC控制IC，PFC驱动图腾柱的电源，输入欠压过压控制的运算放大器的工作电压，配合欠压过压运放的TL431基准源，继电器。

  需要注意的是正激控制IC NCP1252A是没用这个待机的15V的，正激IC和图腾柱部分的VCC由正激变压器的辅助绕组产生，之所以这样麻烦主要是考虑在短路或过流时，能实现重启的功能。

  考虑：正激浮地驱动的电源，是否选择反激辅助电源的稳定15V还是用正激辅助绕组经过稳压产生的15V? 理论上使用辅助电源的15V没问题，但是考虑到在短路时，配合正激VCC下降后重启的控制策略，为了能够更好的保证驱动一定锁死。所以确定使用使用正激辅助绕组产生的VCC。

  FW_BO：母线电压检测，为实现时序，允许PFC电压高于360V后正激启动。

  FW_SS的会经过PNP三极管的一个二极管像R112流过电流，会使软启动已经的电压在0.6V左右。只有当VCCB，辅助电源OK后。通过两个电阻分压，高于软启动引脚的电压6.4V才会保证不会有电流流过Q22，影响软启动。这几个元器件的加入主要是强制正激的输出比PFC要满，其实BO引脚已经实现了这个功能。

  DC_OFF：这个光耦连接到BO引脚，当CPU发出高电平控制Q19导通，将DC_OFF拉低，把将关闭主功率的输出。

  通过Z1来消除DCM时，对整流管的错误开通。然后使用两个稳压管将电压控制在18V以内，由于正激没有负压，最多只有-0.7V，所以能删掉一个稳压管。

  使用主功率的12V作为风扇的电压。当关闭主功率后，风扇就失去电源。因此应该使用辅助电源的电流作为风扇的电源。

  TEMP：是由准确的3.3V为NTC电阻提供分压，当稳定变化时，运算放大器采用跟随其接法，滤去干扰和提高驱动能力，将运算放大器的输出命名为TEMP，表示稳定的高低。这个信号进CPU，进CPU的信号，都经过3.3V的钳位和滤波。

  UC3907的几个特点：1、全差分高阻抗电压检测，2、用于精确负载均衡的电流放大器，3、光耦直接驱动能力，4、1.25%基准微调，5、主模块状态指示，6、宽的工作电压范围4.5-35V。

  电压误差放大器该误差放大器的反相输入端是主功率的12V输出，经过分压电阻得到的电压。在IC内部和2V的基准电压作比较。其输出引脚是COMP，并通过稳压二极管钳位在1.75V。在COMP引脚通过连接电阻和电容实现TYPE2类的补偿。为实现隔离控制，该芯片内部还集成了光耦控制电路。电压误差放大器的输出，送到驱动放大器和1V电压作比较，然后有输出三极管来实现大的驱动电流。驱动放大器的固定放大倍数是2.5V。只有在COMP的输出低于1V时，驱动放大器才会有电流流过。

  考虑这个电路对占空比的调整过程：假如输出电压变高，是需要降低原边占空比，来实现对输出电压的调整。首先电压误差放大器的输出降低，驱动放大器因为反相输入端电压降低，同相和反相的电压差越大，流过的光耦的电流就会越大，所以，原边的占空比将被降低了，达到了控制占空比的目的。

  电流放大器的固定放大倍数为20倍，其同相输入端为输出设定地，即为端子地。反相输入端为检测电阻的左侧，也就是返回变压器的地。负载电流越大，反相输入端的电压越低于0V，电流放大器的输出固定20倍放大。C/S OUT引脚为电流放大器的输出端，指示了负载电流的大小。缓冲放大器，为一个运算接成跟随器，并用二极管阻断了电流母线对运放输出的影响。电流共享母线，用一个电阻接地。电流母线的电压也就是电流放大器的输出，仅仅是用了二极管和运放来实现，隔离和强化驱动能力。

  电流共享母线的输出输出连接到调节放大器的同相输入端，其反相输入端为ADJ INPUT引脚，并在内部集成有50mV的偏置电压。这样使得反相输入端的电压始终高于同相输入端50mV。这样避免了调节放大器，因为电流母线上的噪音受到干扰，也避免了因为多机并联时，争夺主机的位置。

  调节放大器的反相输入端为ADJ IN，该引脚通常直接连接到电流放大器的输出。也就是在做主机时，调节放大器的输出反相比同相高50mV。同时电流母线电压为电流放大器的输出电压。当有从机接入时，电流母线指示从机，由于从机的检测电阻没有电流流过，所以电流放大器的输出电压很低。所以调节放大器的反相输入端的电压肯定是低于同相输入端，电流母线的。所以调节放大器根据跨导连接了电容，决定放大倍数。控制三极管流过电流，电流镜后，VCC电压被加到REF引脚上，使REF电压上升。使输出电压下降，使从机开始流过电流。

  由于50mV的误差存在，从机的电流肯定是要比主机小的，所以这就是均流的误差。

  在时间T2，其它三个调整放大器超过调整门限。开始改变输出电压。时间T3模块2的参考电压最接近主模块。并且负载电流在两个模块之间均分。通过调整参考电压来接近主模块，以此来实现负载电流的均分。在后面的时间，其它模块也接近了主模块的参考电压，所以电流将在其它模块能分担。

  如果需要模块电流缓慢建立，可以在控制芯片上设置一个较长的软启动时间，使得软启动时间比调整时间慢的多。

  均流系统包含两个环，一个电压环，一个电流环。电压环为了稳定输出电压，并且要良好的瞬态响应。电压环的响应速度要比电流环快，电流环需要低带宽从而抑制母线上的产生的噪音。并且带宽应该足够低，避免和电压环产生相互作用。也就是电流环的的穿越频率要比电压环的穿越频率低的多，而且要分的足够开。避免因为穿越频率带来的相移，产生不稳定的问题。但是电流环的穿越频率也不能非常低，这需要很大的补偿电容。电压环的享用由电路拓扑，环路和功率级的增益决定。从稳定性的角度考虑，电流环的穿越频率要比电压环的穿越频率至少低10dB/十倍频。并且电流环的穿越频率应该在电压环穿越频率的左侧，可以在电流环的穿越频率处设置一个零点，这样做才能够补偿电流环在穿越频率处对系统的影响。

  在这个项目中，因为要使用EEL19，长条直立的变压器。为了节约空间，决定副边使用三层绝缘线、同时磁环底部反背包胶带。

  那么就有疑问，为何还需要在变压器上加挡墙？常规的理解，副边使用了三层绝缘线，那么原边到副边的问题就不大了。能这样去考虑，若使用立式的骨架，那么原边的线必然会靠近副边的骨架侧，如果线槽到骨架的爬电或空间间隙距离不够，那么安规的距离就是失效。未解决立式骨架安规的问题，需要在骨架底部，靠近挂脚侧加挡墙。挡墙要加多少，应该要依据磁心线槽到引脚的距离决定。同时所有的引出线还要加套管，已达到加大爬电和电气间隙的距离。

  查看骨架CAD资料，能够正常的看到从线mm的距离那么至少还需要加3mm的挡墙。这样做才能够使原边的线，到副边的引脚之间的距离大于要求值，可以搞定安规的问题。

  如果是卧式骨架，那么也要考虑原边线到副边的挂脚之间的距离，如果距离不够，也需要加少量的挡墙，来保证安规OK。

  关于磁芯包胶带:如果在磁心外部有使用铜箔来实现屏蔽，那么磁芯可以算成原边，磁芯到副边的距离也需要值得考虑？如果解决：通常是将考虑副边，副边挂脚的磁性包胶带，包2层胶带已达到安规的要求。

  原边辅助绕组考虑雷击的问题，考虑雷击时，不建议辅助绕组放在初级-次级的接触层。要么放在最里面要么最外面，所以，结构是传统的三明治。原边，副边，原边，辅助绕组。

  然后考虑屏蔽层的插入：如果加两个屏蔽层，变压器内部位置是否足够。原边 –屏蔽-副边-屏蔽-原边-辅助绕组。

  如果是反激辅助绕组有多个输出，那么结构是，原边 – 屏蔽 – 副边 –副边--- 屏蔽 –原边—辅助绕组。

  反激辅助电源控制板采用OB2276的反激控制IC，只是使用了BO引脚，反激辅助电源也会检测母线电压。这里反激的设计思路就是，依然是宽的输入电压范围，但是主要工作环境是带PFC的400V。因此能在低压下设计电感，然后考虑在高压时，进行DCM操作，让辅助电源的12V稳定输出。因为是高电压下工作，因此变压器初级的线径能适当的细一些。

  IC附件的布局：VCC和GND之间的去耦电容，走线比较近，可接受。FB_DRV通过过孔切换到底层走线，然后连接到大板对应的走线，但是能看到这个FB_DRV引脚在MOS附件的过孔，非常靠近D极。这里是否需要修改，或者在板上使用硅胶覆盖该区域。CS引脚的去耦电容，直接连接到IC GND上。然后IC附近的其它信号线的GND，则是通过过孔换层连接到IC的GND。这样走线只是在信号地线上加了一个过孔。其它无问题。

  反激的反馈部分：采用贴片SOT23的TL431，PIN1 为REF，PIN2 接光耦，PIN3接地，属于贴片TL431的正常的引脚。确认无误！

  由于IC附件元器件较少，所以这个NCP1252A周围的布局能较好的走线。但是把PFC和正激的IC的GND是全部连接起来了。

  MCU要注意和模拟地的单点接地，也就是外部的公用GND的单点接地。在MCU的VCC和GND引脚附件都加入了去耦电容。同时附近的运放和门芯片的GND也是连接到了MCU的地，然后通过 2 3层的大面积敷铜，使得MCU的地电位稳定。

  观测PCB上的丝印：厚度少了2mm，直径少了1mm，过孔直径1.5mm。可能能安装，或十分靠近附件的元件。

  对照PCB的丝印，厚度17mm，直径31mm，过孔直径1.5mm，能很好的安装。并有一定的剩余空间。

  因为输出电容上的电流纹波（三角波）约为20A，换算成电流有效值有约为6A。那么选择输出电容的考虑？

  在电容的纹波电流选型上都是列出的RMS电流，也就是三角波的有效值。因此就需要根据流入和流出电容的三角波的有效值来选择电容，下面有几个待选型号：

  在台达的的样机上看到的是两个固态电容一个大铝电解电容，两个固态电容用来抵抗纹波电流，而大电解电容则是用来提高电容量，保证在动态响应时，不会有太大的电压变化，用于稳定系统。而且大的输出电容，对控制系统的带宽要求较低。

  在电路上使用的三个D10mm的封装，所以前面两个电容可以使用 D 10 *12.5mm的固态电容，电容有效电容约为5.1A，纹波电流20A。所以用两个6.1A的电容，足矣抵抗纹波电流的压力。最后一个电容的选择出发点应该是大的电容量，可以选择16V/1800uF D10*25 /18mR/ 2250mA rsm// KZM系列。或红宝石KZH系列的电容，其参数几乎和上面这个一样，不过我们这里有料的是16V/1500uF ，纹波电流1800mA。

  2、主变压器的初级，首先设定DC+引脚为10PIN。那么同名端则是接MOS的漏极的引脚，因此初级绕组是从PIN8 PIN10，直接绕三层，绕满130圈。

  5、变压器的结构为直接绕制，先绕3层初级-屏蔽-次级-次级-屏蔽-初级。

  早上摸索了UC3907的反馈，其内部恒压反馈运算放大器到驱动光耦的电流放大器增益为2.5V，光耦电流又经过CRT再次加到传递到原边，PC817C为3，那么就是3*2.5=7.5的固定增益。然后恒压环的运算放大器的的增益中频段为RIN/RF，已知RIN为20K，恒压运算放大器的补偿为10NF//470PF+30K。那么按照经验，中频段恒压运算放大器的增益为30//20=1.5。但是在低频时反馈的增益就非常大了。因此能够正常的看到需要反馈动作时，经常将占空比直接拉到0，然后又慢慢加到。显现为正弦振荡，从波形上我就考虑是不是因为反馈的增益太大导致，我调试故障的出发点也是减少增益。

  首先我减少了下午中的R2和C1C2的值，尝试降低的是低频和中频的增益，由于IC内部的增益是固定，光耦的传输比也是固定。因此减少光耦的增益，能够正常的使用小传输比的光耦，另外也可以在光耦上串联一个电阻，使其流过光耦的电流降低，达到降低增益的目的。

  由于在之前的设计中，在VCC到光耦之间没有存在电阻，所以准备在以后的调试中，串联一个电阻，通过调整电阻的值来调整传递到初级的增益。

  由于辅助电源在初级要带一个继电器，所以负载电流还是比较大，如果次级没有一定的负载，那么就可能稳压稳不住。有两个办法：一是加大反馈的增益，让反激PWM更多的工作在普通模式，而不是跳周期模式。另外一个办法是在反激控制小板上加一定的假负载。电流在0.05A。

  由于是PWM自激供电，所以正激需要一定的假负载来稳定电压。可以使用的办法是加入一个电阻作为假负载，最简单。另外就是使正激输出电压高于反激辅助电源，让风扇的电流从正激PWM里面走。但是这样要考虑均流的问题，当然当PWM负载一定的电流时，正激已经能启动了。

  因为这个同步整流不同于上次的接法。电感前面依然有较大的尖峰。这个尖峰会高于管子的栅极耐压所以会击穿，解决办法就是先调试好吸收部分，将吸收电感上的电压尖峰抑制到合理的值，然后使用稳压管降压到MOSFET，然后在MOS的栅极与地之间在加一个稳压管。

  根据仿真得到的值为接电感的稳压管电压为15V，接地的稳压管电压为20V。

  使用两个稳压管，第一个接电感侧，用26V，用来降压，第二个接在栅极-原极，使用18V。正常测试时，栅极电压为8.6V左右，属于比较好的值，如果要加到电压，可以适当的降低稳压管的电压值值，比如在20V或22V是一个比较好的值，此时栅极电压正在12~14V左右。

  进展：在安装了散热片后，系统带负载可以到20A，约50%负载。用强风吹散热片发现温升在可控范围内。今天尝试带负载到30A、40A。同时记录同步整流、正激、PFC的各个管子的波形，保证管子在可控范围内。2、

  辅助电源的空载时的辅助绕组输出电压偏低，在经过7815后，输入13V变成只有12V不到，然而PFC的控制IC的最小工作电压需要12V，所以还需要调整辅助电源使辅助电源在轻载时的电压上升，今天会考虑加入风扇，让辅助电源在待机状态先带风扇，然后这样也避免了完全的空载，可以使初级的电压稍微偏高一些。

  查看手册发现使用RS1M这个管子，存在1.3V的正向压降。而且恢复时间要250ns。在检测辅助绕组的二极管两端的电压后，确定可以使用低压降的二极管，比如200V左右的，因此可以再一次进行选择BX320。

  而且我还发现在在输出端使用两个二极管后，带2A的负载，其辅助电源的输出电压仅为12.07V，这样电压稍微偏低，所以可以把二极管前面的电压提升到13V左右，这样看使12V的输出电压在12.2V这样，输出电压的提升可以对辅助绕组的电压也有一定的提升效果。

  辅助电源的初级VDS在带2A辅助时，电压偏高会高于720V，这需要调整RC的吸收，也需要使用耐压更高的管子。高耐压的管子可以选择到700~900V之间的。此时的RC吸收为4.7NF+100K，尖峰有200V高，而且采用的普通的绕发，变压器的漏感是非常大的。因此电压尖峰这么高也是可以理解的，所以需要使用更高耐压的管子。

  在网络上找了些答案其中下面几个有一定的研究价值：各位大虾,我最近在应用UC3907对大功率高频开关电镀电源进行均流实验,我写一点我的应用体会,很期望与正在应用UC3907,或者在做并联均流课题的同仁,探讨交流.

  UC3907的电流返回端(pin5)、—sense(pin4)、人工地(pin6),之间的连接,应加以注意,分为隔离应用和非隔离应用两种情况,不能一概而论,应如何连接.UC3907的数据手册上的Load share systemconnection diagram 中,直接把人工地(artificial GND)与系统地相连,是错误的.人工地比系统地高0.25V. 数据手册中指出“—sense(pin4)是整个系统的参考地,如无特别说明,其它电压均以该电压为基准”,也是不准确的,在隔离应用中,是这样的,在非隔离应用中电流返回端(pin5)、—sense(pin4)都是GND,并连在一起.具体应用电路,以UC3907应用手册为准,刘胜利的《高频

  实用技术》一书,对UC3907的介绍基本上是翻译英文的应用手册和数据手册,也有不妥之处.大家还是以原版资料为准.以上种种情况,是我在测试UC3907的过程中吃过的苦头,走过的弯路,以上各种连接,都会导致pin2、pin3、pin15输入电压不正确,没有电流信号也有电压,甚至高达6v以上,造成芯片损坏.

  目前实验,仍在进行中.有需要相关资料的朋友,我如果有的话,会上传的.希望同仁多多指教!

  另起了一帖，以为你真看懂了，呵呵。1）当负载电流过小时，没必要均流。所以；有个起始均流门坎。这门坎还有抑制噪音的目的。2）将你自己的稳压值略提高一点，作为上限。3907做稳压控制会比较好。在民主表决是，电源电压可能会有异常波动。你自己的稳压电路可以起到限制作用。

  在电路板上有几个地方需要使用二极管隔离，如风扇和CPU供电都是采用两个二极管将主12V输出和待机12V作为供电。这里二极管的两端电压较低，只是起到或隔离的作用。因此能选择低导通压降的二极管，之前没有选择到合适的管子，今天发现SS34 (SMA)的二极管比较适合这里的应用。能够正常的看到SS34，电压在40V，而且可以流过较大的电流约3A。是比较适合的应用的。

  UCX907系列IC提供了负载均衡控制器的所需功能，能实现让多个独立的功率模块并联，使每个模块只供应所占的比例份额的总负载电流。

  这个负载共享是通过控制每个模块的功率级和产生的控制指令，使电压误差放大器的参考电压能独立的被共同的共享母线的调整电压所改变，从而达到输出电压的上升或下降来达到调整负载均衡的目的。通过监测每个模块的流出电流，所有并联模块中负载电流最高的单位为主机，通过电流共享总线调整其它所有模块。以提升或降低他们的输出电压来增加他们的电流。与主机相差2.5%。

  电流共享总线信号将互联所有的并联模块，是具有低阻抗，噪音不敏感的信号线控制器将在每个模块的输出侧，并参与电压环路反馈。功率级的拓扑不重要，无论是开关或线性系统，都可以利用控制信号实现均流。同时UC3907中还有1.25%的基准精度，低耗损固定增益的电流放大器，全差分高输入阻抗的电压误差放大器，和一个状态指示灯等表明哪个模块为主模块。

  (–) SENSE:(Pin 4) ：这个引脚是一个高输入阻抗引脚，允许对系统的远端地进行检测。相对该点的任何电压将都可能出线在电源返回线。这一点应该被视为真正的地，除非另有说明，在芯片系统中，所有点都应该以该点作为参考的。

  Power RTN:(Pin 5)：电源返回线V到（-）SENSE的电压。它应该连接到电源的返回线端，通过检测返回线和（-）SENSE之间的阻抗和电流流过产生的电压差。

  VREF:(Pin 7)：相对 （-）SENSE引脚有2V的电压，内部有1.75V电压，和0.25V的偏置电压一起产生2V的电压。Voltage Amplifier:(Pins 11, 12) 用于调整电源模块的输出电压反馈控制增益级，整体的电压环路补偿通过设置该放大器周围的元件实现。输出幅度限制在2V改善了系统的大信号，电压误差放大器的检测输出电压的正端，并有高阻抗的输入。

  Drive Amplifier:(Pins 8, 9, 12) 他是一个翻转放大器，增益为-2.5。它把反馈信号耦合到功率控制器上，驱动放大器的极性使正向输入为高于反相，因此会驱动三极管将光耦流过电流。反映到功率级则是降低占空比，降低峰值电流。一个完整的控制过程是：电压误差放大器检测输出电源高，则误差放大器的输出低于驱动放大器的同相1V门限，驱动放大器使光耦流过电流，将功率级的占空比减少，达到对输出电压控制的目的。

  Current Amplifier:(Pins 1, 2, 3)：电流放大器具有差分检测能力，能检测电阻分流器两端的电压。它的输入共模范围允许从功率返回点到VCC-2V的全范围电压，运行分流两端不确定的线阻抗。它的内部固定增益为20，使永能能够把电流检测电阻上的电压降控制在50-500mV。

  Buffer Amplifier:(Pins 1, 15) 它是驱动电流均衡母线的单向缓冲放大器，因为缓冲放大器只源出电流，他保证了输出电流的最高的模块成为主模块，向其它模块传递信息，而且运算放大器的输出低阻抗来驱动负载均衡母线，其它所有缓冲放大器停止工作，都将对地显示为10K的的负载阻抗。那么如果该引脚要通过一个电阻输出的话，那么这个电阻应该使用较小的电阻。使用缓冲放大器还避免了将电流母线和地短路或有过高的电压窜入。

  Adjust Amplifier:(Pins 13, 14, 15) 调节放大器用模块本身的负载电流同均流母线的最高负载电流进行比较，并发出调整指令调整各模块的基准电压，以保证电流均衡。它是一个跨导放大器，为了限制其 带宽并将噪音置于调节电路之外，调节放大器采用跨导型并使用一个简单的电容连接到虚拟地上。在调整放大器的反相输入端有一个50mV的内部失调电压，这个失调电压迫使该模块作为低电流输出模块的发出零调整的命令。50mV的失调电压相当于电流均衡中的误差，电流放大器增益通过检测电阻把它将少到2.5mV，使全部模块分档相等的负载电流，主模块所分担的负载电流比从模块高出几个百分点，失调电压还排除了循环或由低频噪音引起的主模块的位置之争。

  首先，把虚拟地直接连接到了线脚，那么地放大器的输出0.25V就被直接接地了，那么REF电压将只有1.75V。同时ISET和调整放大器的电容都连接到了真实地，安装数据手册是需要连接到虚拟地上。

  由于电压误差放大器的增益是COMP部分调整，内部驱动部分还有固定的2.5倍增益。光耦为PC817C还有300%的放大器倍数，因此整个反馈环路的增益就非常的大。考虑对于振荡最简单的办法是降低增益，IC内部和光耦的增益都无法直接调整，所有就只有通过调整ISET这个电阻，电阻越大，增益越低。最后调整到2.4K。然后只有调整COMP补偿部分的电阻和电容的配置。我考虑降低中频和低频增益，也就是使用低电阻和小电容。却无法稳定环路。最后在10K和100NF的组合中，稳定了系统。需要修改的地方就是，虚拟地和光耦限流电阻和跨导电容的接地。

  可以加到光耦的串联电阻，使流过光耦的电流降低。将达光耦到IC的电阻，使光耦的电压动作反映到IC内部的速度变慢。

  今天测试正激DC~DC的启动部分，由于受到时序的控制。1、初级VCC对正激软启动的控制。2、IC的BO引脚检测母线、CPU会检测ACOK信号，如果ACOK异常也会拉掉正激。

  由于在设计PCB时，布局空间非常少，所以把正激启动电路的一个100UF/25V的电解电容替换成了三个4.7UF的贴片电容，但是这个IC的启动阈值只有1V，所以要较大的电容来完成启动。因此我准备即使没有空间放置这个CD6.3的电容，也要设置一个飞线，将电容用飞线UF的电容可以放置在IC附近。但是这个铝电解电容是不能省略的，否则不能启动。

  今天调试启动电路有个小插曲，本来启动电路的问题是之前反复的焊接板子把靠近IC的一个贴片电容的焊盘弄坏了导致焊在上面的电解电容掉了，所以启动不了。我焊好启动电容后，发现只能在轻负载启动，在大于10A的负载就出现启动不了。我观察正激VDS的波形，发现能看到软启动过程，占空比慢慢打开，然后就掉下去了。只有等下一次VCC电容充电之后再次启动，我以为是软启动电容过大的问题，将其从4.7UF下降到2.2UF，发现还是不能正常启动。

  我考虑到这个NCP1252A有个功能就是CS引脚电压持续高于1V三个周期就关闭输出。所以我考虑在带重负载不能启动，原因是我之前随便找了一个检测电流的电阻，所以我替换一个0.27R的电阻后，就能战场的启动了。

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